房玲1，章建峰1，樊轶2
（1.中国船舶重工集团公司第七○四研究所，上海200031；2.国电南瑞科技股份有限公司，江苏南京211106）
摘要：针对光伏发电系统中的两级式并网逆变器，采用了一种新型的分时复合控制策略。首先详细分析了分时复合控制策略的基本工作原理，该方法可以使得前后两级电路交替进行高频开关工作，从而有利于减小损耗；在此基础上，对分时复合控制策略下的入网电流控制环路进行小信号建模，并给出了相应的控制环路参数设计，以保证具有良好的稳态和动态性能；最后搭建了一台1 kW实验样机并进行实验验证。实验结果表明所采用分时复合控制策略的可行性和有效性。
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关键词 ：两级式；并网逆变器；分时复合控制；电流控制
中图分类号：TN710?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）15?0112?05
收稿日期：2015?03?12
0 引言
近年来，环境污染和能源短缺问题日益严重，可再生清洁能源的开发与利用得到越来越多的关注，太阳能由于其分布广泛、方便直接利用等特点得到广泛应用[1]。根据光伏发电系统与电网的关系，光伏发电系统可分为离网型和并网型两类[2]。在并网型光伏发电系统中，并网逆变器作为能量变换的核心部分，对于入网电流质量、变换效率、系统成本以及安全性能等方面都具有重要的影响。在中、小功率等级系统中，两级式并网逆变器以其拓扑简单、效率高及造价低等优势而被广泛应用[3]。
就两级式并网逆变器的控制而言，目前常见的控制策略主要有传统型控制[4]和新型PCS（Power Conditioning System）控制[5]等。文献[4]详述了传统型控制策略，其中前级实现最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking，MPPT），后级实现并网电流控制。该控制方案通过母线电容实现前后两级的控制解耦[5]，但较大的母线电容会增加系统的体积和重量。文献[6]提出了一种新型PCS控制策略，该控制策略通过后级实现MPPT，不需要采样光伏阵列的输出电压和电流，可以简化采样电路，但其控制系统较为复杂。文献[7]针对两级式并网逆变器提出了一种分时复合的控制策略，即在任意时刻，系统中开关管仅只有一部分进行高频开关工作，另一部分处于工频开关或者不工作的状态。这种控制方法可以在一定程度上减小开关器件的损耗，有利于提高系统的整体效率。
为了实现光伏并网逆变系统高效运行，本文采用新型分时复合控制策略。文中详细分析了分时复合控制策略的工作原理，并对该控制策略下的入网电流控制环路进行了详细的建模分析与环路设计，最后通过一台1 kW 原理样机进行实验验证。实验结果表明，采用分时复合控制策略可以有效地实现并网电流的控制并提高并网逆变系统的效率。
1 分时复合控制策略原理
1.1 系统结构
图1所示为分时复合控制并网逆变器拓扑结构图，其由前级Boost斩波电路和后级全桥逆变电路两部分构成。其中：Lb，Qc 和Dc 构成Boost电路；Q1~Q4 构成全桥逆变电路；Cdc 为中间母线电容；Lf 为并网滤波电感；Db为旁路二极管。
1.2 分时复合控制工作原理
根据输入直流电压Vin与网侧电压绝对值| vAC |之间的关系，系统可以工作在“Boost”和“Buck”两种模式。当Vin < | vAC |时，系统工作在“Boost”模式，输入电压先经前级Boost电路斩波得到母线电压；当Vin < | vAC |时，系统工作在“Buck”模式，此时前级Boost电路被Db 旁路，光伏阵列功率直接经过Db 向后级传输。图2给出了两种工作模式下各功率管的门极驱动波形[8?9]及对应网侧电压波形。
（1）“Buck”工作模式
当Vin> | vAC |时，系统工作在“Buck”模式，前级Boost电路被Db 旁路，光伏阵列功率直接经过Db 向后级传输。同时，后级全桥逆变电路采用单极性SPWM调制方式，调制出图2中AB 和CD 两段并网电流波形，其中功率管Q1（Q3）工作在工频开关状态、Q2（Q4）工作在高频开关状态，具体而言，即在电网电压vAC 的正半周，功率管Q1 保持导通、Q2（Q3）保持关断、Q4 高频开关；相反地，在电网电压vAC的负半周，功率管Q3保持导通、Q1（Q4）保持关断、Q2高频开关。与传统控制方法相比，在此阶段内前级Boost电路的开关和导通损耗均不复存在，前级电路仅有旁路二极管Db 的导通损耗，从而有利于系统效率的提高。
（2）“Boost”工作模式
当Vin< | vAC |时，系统工作在“Boost”模式，前级Boost电路中功率管Qc工作在高频开关状态，并调制产生图2中BC 段的并网电流波形；同时，后级全桥逆变电路中功率管Q1~Q4均工作在工频开关状态。具体而言，即在电网电压vAC的正半周，功率管Q1（Q4）保持导通、Q2（Q3）保持关断；相反地，在电网电压vAC 的负半周，功率管Q2（Q3）保持导通、Q1（Q4）保持关断。因此，在“Boost”工作模式下，仅有Qc在高频开关，从而可以极大地降低整个系统的开关损耗、提高系统效率。
由上述分析可知，相较于传统控制方法而言，本文所采用的分时复合控制方法，可以使得前后两级电路交替进行高频工作，从而有利于减小开关损耗；同时，在“Boost”模式下前级电路的输出电压为部分正弦波，即不需要很大容量的母线电容来保证母线电压的恒定，因此可以采用体积较小的薄膜电容代替电解电容。
2 分时复合控制策略下的并网电流控制
2.1 “Buck”工作模式环路分析与设计
在“Buck”工作模式下，不考虑Db 时，图1所示系统在一个开关周期内的等效电路如图3所示，其中后级逆变电路采用单极性SPWM调制。
根据图3所示等效电路，采用状态空间平面法列写其状态方程，同时利用拉普拉斯变换，可以得到d(s) 到iLf(s) 的传递函数：
求解式（1）中分子对应的方程可以得到两个实部为正数的根，即存在两个右半平面零点，此时系统为非最小相位系统。
若考虑Db，则系统在一个开关周期内的等效电路如图4所示，同样列写状态平均方程，可以得到此时d(s) 到iLf(s) 的传递函数为：
由式（2）可知，此时系统为一阶系统。因此，在“Buck”工作模式下，跨接的旁路二极管不仅可以减小损耗，还可以显著简化系统补偿环节的设计。
图5给出了“Buck”工作模式下的电流环控制框图。其中：Gbuckc (s) 为电流环补偿环节；GPWM = 1 Vm 为PWM环节传递函数；Gbuck (s) 为式（2）所示的系统传递函数。同时，考虑到信号采样存在且SPWM 调制存在滞后，故需要增加相应的惯性环节。
按照典型I型系统设计补偿环节，取Tli = Lf R2，则可抵消传递函数的极点，增大系统相位裕度、提高系统稳定性。由此可得系统的开环传递函数：
由式（3）可求得闭环传递函数为：
根据二阶系统最佳整定法[10]，选取系统阻尼比ζ =0.707，可以得到：
从而得到简化后的电流环闭环传递函数为：
式（6）表明，将“Buck”模式下的电流环按照典型I型系统设计之后，其闭环传递函数可以近似为一个惯性环节，即当开关频率fs 足够高时，所对应惯性Ts 越小，系统动态响应越快。
2.2 “Boost”工作模式环路分析与设计
“Boost”工作模式下系统在一个开关周期内的等效电路如图6所示，同理可以得到d(s) 到iLf(s) 的传递函数，见式（7）：
由式（7）可以看出，系统存在一个右半平面零点，且右半平面零点的位置取决于Boost部分功率管Qc 的占空比D、母线电容电压Vc 及Boost电感电流iLb。由于D，Vc，iLb 均取决于正弦半波的角度θ，并且系统的右半平面零点随θ增大向低频方向移动；同时，系统幅频特性存在谐振现象，并且随着θ增大，谐振峰向低频方向移动，故补偿环节不易设计。
针对上述直接电流控制方法存在的缺点，本文采用一种间接电流控制方法，即通过控制Boost输入电流iLb(t) 即可间接控制并网电流iLf(t)，则得到d（s）到iLb(s) 的传递函数为：
由式（8）可以看出，在“Boost”工作模式下，采用间接电流控制方法时，系统传递函数不存在右半平面零点，从而有利于系统补偿环节的设计。
图7给出了“Boost”工作模式下的电流环控制框图，其中，Gboostc(s)为电流环补偿环节，选用PI 调节器，Gboostc (s) =K2p + K2i s，K2i = K2p T2i；GPWM = 1 Vm 表示PWM 环节传递函数，Vm 为三角载波的幅值；Gboost (s) 为“Boost”工作模式系统传递函数：
补偿前，系统在fp0 = 6.19 Hz 处存在一个极点，在fp1,2 = 1 kHz附近存在一对共轭极点。为了防止由共轭极点引起的谐振峰多次穿越0 dB 线导致系统不稳定，选取截止频率fc = 2.5 kHz，并且满足：
同时，将补偿环节的零点fzc 放置在原系统的低频极点处，以保证系统以-20 dB/dec穿越0 dB线：
补偿前后的开环传递函数如图8所示，补偿后系统的直流增益较高，故系统的稳态误差较小；开环传递函数的截止频率为2.5 kHz，系统相角裕度为43°；高频段以-40 dB/dec斜率下降，故系统抗高频干扰能力强。由上述分析可知，经过补偿后，“Boost”模式的电流环具有良好的动态和稳态性能。
3 实验分析
为验证以上分析，搭建了1 kW并网逆变器样机，进行了实验研究，具体电路参数如表1所示。
图9~图11分别给出了分时复合控制下的各功率管驱动波形、Boost 电感电流波形iLb、母线电容电压波形Vbus 以及逆变桥臂中点电压波形VAB。由图中实验波形可以看出，系统工作于“Boost”模式时，并网电流由Boost部分高频斩波生成，并且桥臂间电压和母线电容电压分别为并网电压及其绝对值；系统工作于“Buck”模式时，后级全桥电路进行单极性SPWM 调制，输入侧能量由Boost部分的旁路二极管向网侧传输。因此，对应Boost电感电流值为0，母线电容电压即为逆变系统输入电压150 V，桥臂间电压为高频切换的矩形波。
图12所示为分时复合控制下的逆变器并网电压和并网电流实验波形。由图中波形可以看出，并网电流ig和电网电压vg 能够保持相位一致，并网质量良好；同时，“Buck”和“Boost”两种工作模式平滑切换，在切换点处并网电流振荡幅度较小。
上述实验波形与理论分析结果一致，表明了本文分时复合控制策略的可行性和有效性。
在输入电压为150 V时，逆变器效率随并网功率变化的曲线如图13所示。作为对比，图13中同时给出了传统控制方式下效率曲线。由图中结果可知，在分时复合控制策略下，逆变器在整个负载范围内达到了较高的效率，最高效率约为96.8%，且整体效率优于传统控制方式。
4 结论
详细分析了一种应用于两级式并网逆变器的新型分时复合控制策略，理论分析和实验结果表明：分时复合控制下前后两级电路交替进行高频工作，从而有利于减小开关损耗；母线电压不需要稳压，可以有效减小母线电容；“Boost”和“Buck”两种工作模式之间可以自由平滑切换，并网电流质量良好；分时复合控制下系统可以获得较高的效率，且整体效率优于传统控制方式。
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作者简介：房玲（1989—），女，江苏泰州人，硕士研究生。研究方向为功率电子变换技术。
